频率步进雷达接收系统设计及幅相不平衡校正

　　摘 要：设计了频率步进雷达混频、采样电路和数据处理单元，完成对I/Q通道信号的数据处理。由于电路参数存在偏差，导致I/Q通道幅相不平衡，影响雷达的距离像。在数据处理部分，通过分析误差，校正误差，可以达到抑制镜像的目的，并改善雷达的性能。
　　关键词：幅相不平衡; 距离像; 校正; 镜像
　　中图分类号：TN919-34文献标识码：A
　　文章编号：1004-373X(2011)01-0043-03
　　
　　Receiver System Design on Stepped Frequency Radar and
　　Correction of Amplitude Phase Unbalance
　　WANG Xiao-fei1, FENG Ji-ping1, HE Qiang1, WANG Zhen-lin2, CHEN Jian2
　　(1. Ordnance Engineering College, Shijiazhuang 050003, China; 2. Unit 66011 of PLA，Beijing 102600, China)
　　Abstract： The mixing circuit, sampling circuit and the data progressing unit of stepped frequency radar are designed to achieve the data progressing on I/Q channel. Because the error existed in the circuit, the amplitude phase unbalance of I/Q channel destroyed the range profile. By analyzing and correcting the error, the image is checked and the performance is improved.
　　Keywords： amplitude phase unbalance； range profile； correction； image
　　
　　频率步进雷达要发挥正常的功能，必须对接收机I/Q通道的信号进行数据处理。由于两通道包括高放、混频、中放、A/D等器件［1-2］，电路的电参数存在一定的偏差，使I/Q接收通道两路信号会产生幅度和相位不平衡，影响目标的成像。为改善雷达性能，有必要消除I/Q通道的幅相不平衡。
　　1 数字化接收
　　1.1 系统流程
　　在整个雷达的信号接收及处理过程中，目标回波和耦合的发射信号经过正交混频后输出视频信号，视频信号放大后经过A/D采样，进行数字化处理，完成数字化后的视放信号在DSP中进行雷达信号处理［3］。系统流程如图1所示
　　图1 回波数据处理单元
　　1.2 硬件设计
　　1.2.1 正交混频电路
　　电路中使用正交混频器HMC555，其输入信号带宽为31~38 GHz，输出信号带宽为0~3.5 GHz，混频器采用两个平衡混频器单元和一个90°移相单元，对RF和LF信号的输入进行混频得到相位相差90°的两路正交混频输出，其参数完全能够满足电路设计需要。HMC555内部结构如图2所示［4］。
　　图2 正交混频器内部结构图
　　混频电路如图3，其工作过程为：CHV2242a为压控振荡器，在控制电压Vt的作用下，产生微波信号，经过功分器后得到两路信号，其中一路作为发射信号发射出去，另一路作为本振信号，与经过放大的回波信号在I/Q双路正交混频器HMC555中混频，得到两路正交的混频信号，混频信号经过两级放大之后输出。
　　1.2.2 A/D采样电路
　　采用的芯片LTC1407A-1是14位的双路串行ADC，±1.25 V差分电压输入，3线串行数据接口，每路的采样速率可以达到1.5 MSPS，能够满足防撞系统视频信号采样的需要。在CONV信号的上升沿作用下，同时对两路-1.25～+1.25 V的差分输入电压信号实现数字化采样，并锁存在片内的寄存器中。内部结构如图4所示［5］。
　　图3 正交混频电路
　　图4 ADC内部结构图
　　采样电路如图5所示，混频信号由P1,P2输入，两接头都有50 Ω的匹配电阻，差分输入端接有耦合电容，对低频成分有一定的抑制作用［6］。ADC在CONV信号的作用下，将采样的I/Q两路信号由模拟量转换为数字量，并在时钟的作用下串行输出。
　　图5 采样电路
　　1.2.3 DSP芯片
　　电路中选用的ADSP-BF533是ADI公司生产的Blackfin系列高速数字信号处理器芯片中功能比较强大的一款芯片［7-8］。主要用到它的SPORT1端口，完成串行和多处理器的通信工作。由图5可以看出，SPORT1端口的接收同步时钟RFS、位时钟RCLK与ADC的转换开始时钟CONV、位时钟SCK相连，接收数据位DR和ADC的输出数据SDO相连。在时钟信号和同步信号的共同作用下，对A/D的采样数据进行接收处理。
　　2 距离成像
　　2.1 实验成像
　　基于以上电路的设计，利用角反射体作为目标点进行实验。雷达朝向一个固定方向发射一串载频线性跳变的连续波，目标距离大约在9.5 m。根据反射回波，可以得到目标的距离信息，如图6所示。
　　图6 实验数据成像
　　图6所示的距离方向每个单位刻度代表0.5 m。由图可以看出，目标出现在第19个刻度(9.5 m)，在第239个刻度(119.5 m)出现了一个虚假目标，其幅度也比较大，会影响系统对目标的识别能力。
　　2.2 误差分析
　　为了便于分析，将I通道作为增益和相位的参考，将增益和相位误差均置于Q通道中［9］，在两通道中分别引入幅度失衡因子K，相位误差θ，实际接收到的回波信号：
　　IV(i)=Acos(－2πil/N)
　　QV(i)=A*K*sin(－2πil/N+θ)
　　(1)
　　含有误差的复包络信号为：
　　GV(i)=IV(i)+j*QV(i)=
　　［Acos(Δωi)+j*A*K*sin(Δωi+θ)］=
　　A［ejΔωi(1+Kejθ)+e－jΔωi(1－Ke－jθ)］/2
　　(2)
　　式中:Δω=－2πl/N。由式(2)可以看出，含有误差的复包络信号含有两个复频率点Δω和－Δω，做IDFT有：
　　
　　H=1N∑N－1i=0GV(i)*ej2πki/N=
　　1N∑N－1i=0AejΔωi(1+Kejθ)+e－jΔωi(1－Ke－jθ)2*ej2πki/N
　　=α*exp(jπ(k－l)(N－1)/N)sin［π(k－l)］sin［π(k－l)/N］+β*exp(jπ(k+l)(N－1)/N)sin［π(k+l)］sin［π(k+l)/N］
　　(3)
　　式中:α=A(1+Kejθ)/(2N)；β=A(1－Ke－jθ)/(2N)。
　　在频率点Δω处，主频分量的幅度是等式右边第一项的绝对值，即失衡后的目标幅度F(Δω)=A(1+Kejθ)/2；在频率点－Δω处镜频分量的幅度是等式右边第二项的绝对值，即失衡后的镜像幅度F(－Δω)=A(1－Ke－jθ)/2；在k=l处产生距离像，在k=N－l处产生虚假目标。
　　
　　2.3 误差消除
　　对式(1)进行变换，可以得到［10］：
　　IV(i)*K*cos θ=A*K*cos θcos(－2πil/N)
　　QV(i)－IV(i)*K*sin θ=A*K*cos θsin(－2πil/N)
　　(4)
　　等号右边是两路幅度和相位平衡的正交信号，即理想的I/Q通道输出信号。只要设法求得K*cos θ和K*sin θ，就可达到通道均衡的目的。根据式(3)，两个复频率点Δω和－Δω的信号幅度分别为：
　　F(Δω)=A*(1+Kejθ)/2
　　F(－Δω)=A*(1－Ke－jθ)/2
　　(5)
　　分别展开可以得到：
　　F(Δω)=A*(1+K*cos θ)/2+j*A*K*sin θ/2
　　F(－Δω)=A*(1－K*cos θ)/2+j*A*K*sin θ/2
　　(6)
　　并且:
　　F(Δω)*+F(－Δω)=A
　　(7)
　　式中:F(Δω)*表示F(Δω)的共轭。K*cos θ和K*sin θ的表达式为：
　　Kcos θ=1－real2*F(－Δω)F(Δω)+F(－Δω)
　　Ksin θ=imag2*F(－Δω)F(Δω)+F(－Δω)
　　(8)
　　最终校正结果为:
　　I′V(i)=A*K*cos θcos(-2πil/N)
　　Q′V(i)=A*K*cos θsin(-2πil/N)
　　(9)
　　由此可见，经过校正之后，I/Q两路信号保持正交性，幅度、相位不平衡被消除。
　　2.4 实验验证
　　利用2.3节推导的校正方法，对实验数据进行校
　　正。校正之后的一维距离像如图7所示。
　　图7 校正后数据成像
　　由图7可以看出，经过校正之后，目标点被保留，镜像点被消除。达到了抑制镜像点的目的，解决了I/Q通道不平衡给目标成像带来的影响。
　　3 结 语
　　实际电路中电参数的变化会导致雷达接收机I/Q通道幅相不平衡，对雷达成像造成影响。本文采用校正I/Q通道幅相不平衡的方法，消除了幅相不平衡造成的影响，在实验中具有实用性。
　　
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　　注：本文中所涉及到的图表、注解、公式等内容请以PDF格式阅读原文