提高无源逐流电路功率因数的一种方法
摘 要：无源逐流功率因数校正电路由于成本低、性能好，目前在国内得到了广泛的应用。但是这种电路存在着电流谐波成分相对较高，功率因数改善有限，不能满足更高的电磁兼容标准的要求。提出了一种改进的无源逐流功率因数校正电路，并且以28 W荧光灯为负载，对比进行了实验分析研究。改进的无源逐流功率因数校正电路在不增加成本的情况下，获得了进一步减少电流谐波成分，提高功率因数，更好地满足电磁兼容标准的结果，具有更高的实用价值。
关键词：无源功率因数校正； 谐波电流； 荧光灯； 电磁兼容
中图分类号：TN702-34文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2011)01-0200-03
Method of Improving Power Factor in Passive Circuit by Current
YANG Qing-jiang, LIU Xiao-hong
(Heilongjiang College of Science and Technology, Harbin 150027, China)
Abstract： The circuit by the current of passive power factor correction is widely applied in china, because of its low cost and good performance, but the circuit has relatively high harmonic current so that the power factor can't be further improved and can't meet the requirement of higher electromagnetic compatibility. A modified circuit by current to improve the passive power factor correction is proposed. Taking 28 W fluorescent lamp as the load, the experimental analysis and study are carried out with contrast method. A result that further decreased harmonic current, improved power factor and met the requirement of electromagnetic compatibility in the case of not increasing cost was obtained by the modified passive power factor correction circuit by current.
Keywords： passive power factor correction; harmonic current; fluorescent lamp; electromagnetic compatibility
在日光灯驱动电路中，传统的电感式镇流器有体积大、功率因数低、启动电流冲击较大和50 Hz工频有闪烁等缺点，现已被以高频电子技术为代表的电子镇流器取代。在电子镇流器电路中，有源PFC电路能使输入电流得到校正，可以输出与输入电压同相位且不失真的正弦波，使功率因数拉近于1，同时具有体积小，质量轻等优点，但由于采用专业芯片，成本较高，在中小功率电子镇流器应用不具有性能价格比优势。无源PFC电路比较简单，成本较低，应用较为广泛，但大多数电路功率因数不高，电流谐波总含量高达50%左右，不能达到H级水平。本文提出了一种改进的无源功率因数校正电路，可以将功率因数提高到0.9以上，电源电流谐波总含量可以降至30%以下，达到H级水平。
1 无源功率因数校正理论
1.1 功率因数(PF)的定义［1］
功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值,表示为:
PF=PS=V1I1cos φV1Irms=I1Irmscos φ=rcos φ
(1)
式中： I1为输入基波有效值;r=I1/Irms为输入电流失真系数;cos φ为基波电压与基波电流之间的相移因数。
可见PF由r(电流失真系数)和cos φ(相移因数)决定。
1.2 功率因数与总电流谐波畸变的关系
根据总电流谐波畸变(Total Harmonic Distortion,THD)的定义［1］:
THD=I22rms+I23rms+I24rms+…+I2nrmsI1rms×100%
=∑∞n－2I2nrmsI1rms×100%
(2)
式中:Inrms为n次谐波电流有效值。
因此PF的表达式可变换为:
PF=I1rmsIrms(total)cos φ
=I1rmsI21rms+I22rms+I23rms+…+I2nrmscos φ
=I1rmscos φ∑∞n－1Inrms
(3)
即:
PF=cos φ/1+(THD)2
(4)
由以上可以看出,要想提高功率因数：一是最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD值达到最小；二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使cos φ=1，从而实现功率因数校正。如果cos φ值小，则表示用电电器设备的无功功率大，设备利用率低，电线、变压器线组损耗大;r值低，则表示输入电流谐波分量大，对电网造成污染，严重时，对三相四线制供电还会造成中线电位偏移，致使用电电器设备损坏。由于常规桥式整流装置，整流器件的导通角远小于180°，从而产生大量谐波电流成分，而谐波电流不做功，只有基波电流做功，功率因数很低。为了增大二极管的导通角和关断角，进行了如下对比实验。
2 无源功率因数校正电路设计
无源功率因数校正方法，具有原理简单、元器件少、工作稳定，电磁干扰小等优点，在电气设备中得到了广泛的应用。但其功率因数偏低，为了进一步提高功率因数，达到国家标准，对两种逐波整流功率因数校正电路进行了实验研究，其中改进的逐波整流功率因数校正电路可以获得更高的功率因数，具有很好的实际应用价值。
2.1 桥式整流电容滤波电路
在电容滤波电路中，当电路达到稳态后，在交流输入电压的一个周期内二极管导通时间极短，输入电流波形畸变为幅度很大的窄脉冲电流，这种畸变的电流含有大量的谐波成分，严重影响电器设备的功率因数。二极管导通角非常小，它的功率因数约在0.55～0.6之间,远远达不到国家标准。
2.2 典型无源逐流功率因数校正电路［2］
图1所示为一无源型PFC电路的输入电路结构，是一种由电容、二极管组成的无源功率因数校正(PPFC)电路，图中包括共轭滤波电路、差模滤波电路、桥式整流电路、PPFC电路及半桥和输出电路。
图1 典型无源逐流功率因数校正电路
PFC滤波电路通常和EMI滤波电路结合起来设计。图中L1，L2，C1，C2构成电磁干扰共模抑制电路，L3和C3构成电磁干扰差模抑制电路。当电网中有谐波侵入时，适当地选择L，C的参数，可防止高频电路产生的大量高次谐波进入电网，将L,C置于桥式整流电路的输入端，也可阻止电网谐波进入整流电路。D1，D2，D3，D4构成桥式整流电路。无源滤波电路由D5，D6，D7和C4，C5组成。具体工作过程如下：
电源电压为U，桥式整流输出电压设为UZ，电压最大值为Um，在t0～t1期间，电源电流经过C4，D6，C5 给串联电容C4，C5 充电，同时给负载RL供电 ，当UZ上升到Um时，UC3=UC4≈Um/2，此刻UZ≈ Um。在t1～t2时间内，U按正弦规律下降，Um/2＜UZ＜UC3+UC4 ，D5，D7均反偏截止，C4，C5无放电回路，直到UZ＜Um/2时，D1，D2截止，D5因正向偏置而导通，电容C4通过二极管D5以指数规律对负载RL放电，电容C5通过二极管D7也以指数规律对负载RL同时放电，电源电流I出现死区。在t2～t3开始的一段时间内，由于U仍小于UZ ，D3，D4仍不能导通，电流I继续中断。只有U高于UZ输出电压最小值，D3，D4才开始导通，电源电流再一次对C4，D6，C5充电，UZ按正弦规律上升，于是出现与正半周类似的情况，如此周而复始。
由以上分析不难看出，二极管导通时间明显大于电容滤波电路。由于逐流电路二极管两端开通电压大于电容两端电压，因此导通角小于改进型逐流电路。具体数据如图2所示。
图2 无源逐流电路输入特性的波形及数据
电压总谐波为0.3%，电流总谐波为51.4%，功率因数为86.8% ，由测试仪观察到，二极管导通角为759°，关断角为151.9°，电解电容C4充电过程如图3所示，充电放电时间较短，波纹幅度大，谐波大。像这样的逐流滤波电路很难使大多数电器设备达到相应标准。
2.3 无源逐流功率因数校正电路改进方法
在无源逐流功率因数校正电路的基础上采用一辅助电路，即从负载取信号源。取信号源有电流限制，频率限制，电压限制等，控制效果差，如负载为容抗负载，控制效果也很差，所以输出负载为纯阻性负载，能使信号源更加稳定，进一步提高功率因数，减小电流谐波，它能使一般用电器都达到国家三类产品的相应要求。辅助电路是由二极管D6，D8和C6以及半桥电路来实现，电路结构如图4所示。
图3 电容C4电压波形
图4 改进的无源逐流功率因数校正电路
电路原理如下：电源电压为U，桥式整流输出电压设为UZ，最大电压值为Um，在t0～t1时间内，D1，D2因正向偏置而导通，D3，D4因反向偏置而截止，C4、D6，D8,C5 给C4,C5 充电，同时给负载RL供电。当UZ上升到Um时，UC3=UC4≈Um/2，此刻UZ≈ Um。在t1～t2时间内，U按正弦规律下降，Um/2＜UZ＜UC3+UC4 ，D5,D7均反偏截止，C4,C5无放电回路，直到UZ＜Um/2时，D5因正向偏置而导通电容C4通过二极管D5以指数规律对负载RL放电，电容C5通过二极管D7也以指数规律对负载RL同时放电，D1,D2也不截止(比逐流电路开通时间长)，在半桥中点的高频电流的正半波(Q1导通、Q2关断时)，电流经过整流桥由负载、D8给C5充电，同时给负载RL供电。半桥中点的高频电流负半波(Q1关断时、Q2导通)，电流经过整流桥由C4 ，D6，负载给C4充电，这样交替进行。在 t2～t3开始的一段时间内，因为U是负半波，D1,D2截止，D3,D4导通(比逐流电路开通时间长)，在半桥中点的高频电流的正半波(Q1导通、Q2关断时)，电流经过整流桥由负载、D8，给C5充电，同时给负载RL供电。半桥中点的高频电流负半波(Q1关断时、Q2导通)，电流经过整流桥由C4 ，D6，C6，负载给C4充电，同时给负载RL供电，这样交替进行，直到UZ>UC3+UC4，电流经过整流桥由C4、D6、D8、C5 给C4,C5 充电，同时给负载RL供电，当UZ上升到Um时，UC3=UC4≈Um/2，此刻UZ≈ Um。在t3～t4内，同t1～t2，以后将循环上述过程。
由以上分析不难看出，这样使输入端低谷的电流得到了很大的填充，大大改善整流桥开通时间。二极管导通时间明显大于逐流滤波电路。测试数据如图5所示。
图5 改进的无源逐流电路输入特性的波形及数据
电压总谐波为0.2%，电流总谐波为19.8%，功率因数为96.3% ，由测试仪观察到，二极管导通角为478°，关断角为1603°，电解电容C4充电过程如图6所示，充电放电时间较长，波纹幅度小，谐波小。像这样的逐流滤波电路能适应大多数电器设备达到相应标准。无源功率因数校正电路基于降低输出直流电压，在每一个半周期内，将交流输入电压高于直流输出电压的时间拉长，使整个二极管的导通角就可以增大，而电流过零的死区时间则缩短。采用逐流和高频能量反馈能够增加二极管的导通角，减少电源电流的畸变程度，提高线路的功率因数。
图6 电容C4电压波形
3 结 论
通过实验验证了这种在负载及回路串入信号源的方法，能使信号源更加稳定，功率因数提高到96%以上，二极管导通角增大，电流波形接近正弦波形，电压奇次谐波和电流奇次谐波均有不同程序的改善。虽然改进的无源逐流功率因数校正电路，难以获得99%以上的功率因数，且有尺寸与质量大的缺点，但在电子镇流器设计中，尤其是在要达到严格的EMC标准时，能够以低成本实现设计目的，仍不失为一种有效的方法。需要提出的是，驱动电流的控制与对半桥工作状态的影响需在实践中进一步研究。
参 考 文 献
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［3］黄晓林，余世春.AC/DC(开关型)电源变换器APFC技术的研究
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注：本文中所涉及到的图表、注解、公式等内容请以PDF格式阅读原文
