阀电流放大系数测量超差问题机理分析与改善方法
摘 要高速运算放大器是一个高放大倍数的多级放大器，在深度负反馈条件下，很容易产生自激振荡。为了使放大器能稳定工作，需要外加一定的相位补偿网络，以消除自激振荡。文中针对一种高速运算放大器7F124的自激振动进行了试验验证和仿真测试，并且通过相位滞后补偿网络消除自激振荡，产品工作稳定。
【关键词】高速运算放大器 自激 相位补偿
目前广泛应用的高速电压型集成运算放大器是一种开环高放大倍数的直接耦合放大器。在该集成电路的输入与输出之间接入不同的反馈网络，可实现不同用途的电路。例如利用集成运算放大器可完成信号放大、信号运算、信号处理以及波形的产生和变换。集成运放的工作区域可以分为线性放大区和饱和非线性区两种。如果引入負反馈电路，则工作于线性区域，用于构成各种运算放大器电路。对于负反馈放大电路，反馈深度愈大，对放大电路性能改善就愈明显。但是，反馈深度过大将引起放大电路产生自激振荡。本文在深入分析运算放大器电路深度负反馈机理的基础上，根据数字控制器在生产过程中，阀电流放大系数为-9.647mA/V，指标要求为-（10±0.2）mA/V，阀电流放大系数超差问题提出了一种在放大器后一级加（滞后网络）补偿电容的方式，消除自激振荡，增大了放大器带宽。并通过仿真和试验验证了该电路的正确性。
1 阀电流采集电路原理
数字控制器输出的阀电流信号，即通过控制器的A/D采集通道进行测试；用于指令模拟量输出的D/A通道，在整机测试时在工装堵头内将该D/A输出与其他A/D采集通道短接，对A/D和D/A通道实现自测试，控制器自测试原理见图1所示。
在数字控制器整机测试时，使用工装堵头实现控制器的自测试，在工装堵头内接有阀线圈等效电阻，且将指令D/A输出与位移、油面等AD采集的短接；阀电流采集电路和位移等信号采集电路的不同之处，是位移等通道在A/D采集跟随器前端使用了RC滤波，而电流通道未使用RC滤波。由图2可知，影响控制器电流通道测试性能的可能因素为工装堵头或控制器自身。更换堵头电阻超差现象仍存在，因此排除工装堵头中的阀线圈等效电阻对电流通道性能超差的影响。
2 超差问题排查分析
2.1 供电电源排查
控制器的±15V电源同时给功率放大器、阀电流采集电路和位移等采集电路供电，如±15V电源异常，则也将影响位移等采集通道的性能，而测试数据表明位移等信号测试正常，且一致性好，只有电流通道性能超差。因此排除±15V电源异常对阀电流超差的影响，数字控制器供电原理图如图2所示。
2.2 电磁兼容性设计
数字控制器其内部测试信号较多，约为100多路采集信号，数字信号和模拟信号混合，母板至壳体连接器的走线较多，控制器内部的电磁兼容非常复杂。在控制器使用过程中，曾出现电流通道测试参数偏差较大问题，后通过多次改进，取得了较好的效果，但相对与位移等其他采集通道还有一定差距。电磁兼容的影响不能完全排除。
2.3 电路参数匹配性设计
由图1数字控制器内部电路可知，位移、油面等模拟信号采集通道有RC滤波，测试数据正常，一致性好；电流采集通道由于加RC滤波将可能对系统性能造成影响，因此未使用RC滤波电路。为检查此处RC电路对阀电流超差的影响，做以下几项试验：
（1）外接电阻低端并联电容
在图1所示的工装堵头上阀线圈等效电阻低端（A处）对地增加33nF小电容，阀电流放大系数为-9.95～-10.05mA/V，满足指标-（10±0.2）mA/V要求。
（2）印制板上1M电阻改为电容
在图1所示的控制器内部，采集电流通道的跟随运算放大电路前端对地的1MΩ（B处、0805封装）电阻改为33nF的电容，阀电流放大系数为-9.95～-10.05mA/V，满足指标-（10±0.2）mA/V要求。
2.4 小结
经以上排查，电磁兼容性设计和电路参数匹配性设计对阀电流放大系数超差均有不同程度的影响。在多次对印制板设计采取了电磁兼容性设计措施后，取得了较好的效果，但未从根本上解决阀电流超差的问题，在电流A/D采集通道跟随器前端增加对地电容，改变电路匹配参数，电流通道性能满足要求。
3 机理分析
负反馈放大电路闭环放大倍数（增益）的一般表达式为：
式中，为开环放大倍数；为反馈系数。从式（1）可知，当接近0时，，说明即使无信号输入，也有输出波形，即产生了自激振荡。
放大电路的放大倍数和相位偏移随频率而变化：当频率变高或变低时，输出信号和反馈信号将产生附加相移。若附加相移达到±180°，则反馈信号与输入信号同相，负反馈电路变成正反馈。反馈信号加强，当反馈信号大于净输入信号时，即使去掉输入信号也有信号输出，产生了自激振荡。即：
自激振荡的判断方法为：首先是看相位条件，只有相位条件满足，才有可能自激。图3所示为负反馈放大器幅频特性和相频特性曲线，fc为附加相移φ=-180°时的频率，称为“临界频率”；f0为时的频率，称为“剪切频率”。fc≤f0时，负反馈放大电路不稳定，会产生自激；fc>f0时，负反馈放大电路稳定，不会自激。
（1）如图3（a），当相位条件满足附加相移φ=±180°时（即f=fc时），若≥1（即），则电路不稳定，会产生自激。时起振，振荡稳幅后。
数字控制器电流采集电路等效电路如图4所示。
从数字控制器电流采集通道信号波形可见，在电流信号正半波出现自激的情况，导致电流放大系数超差，如图5所示。对应的波特图如图3（a）所示，fc≤f0，放大电路不稳定，产生自激。
（2）如图3（b），当相位条件满足附加相移φ=±180°时（即f=fc时），若（即），则电路稳定，不会产生自激。
要使图4电路稳定，可以在电路中增加补偿电容Cb，降低幅值且改变转折频率实现，如图6所示。此时在这一最低频率级中并联一电容Cb，使放大电路中的转折频率f2降低为
为了正确选择补偿电容的接入点和容值大小，必须通过测试了解运放电路的开环频率特性和对应于每个极点的阻容参数，数字控制器电容选择时，通过试验确定其容值。
数字控制器试验中，将补偿电容Cb（33nF）接在阀电流A/D采集通道跟随器前端对地（如图7），即降低了三级放大电路的增益和带宽，运放组成的开环频率特性波特图如图4（b），fc>f0时，放大电路稳定，不会自激。且通过试验表明，阀电流放大系数参数正常，测试曲线无自激现象，如图7所示。
4 结论
常用的集成运算放大器大多数内部已设置消除自激振荡的补偿网络，但是有时还需采用外部相伴补偿电路消除自激。外部相伴补偿电路有两种方式：一种是采用频率补偿的方式，主要是在基本电路或反馈网络中加入补偿元件来改变反馈放大电路的开环频率特性，从而破坏自激振荡的条件，满足稳定裕度；另一种方式是采用滞后补偿的方式，本文采用第二种方法，有效地改善了7F124放大器组成跟随器的自激特性。
参考文献
[1]童诗白，华成英主编.模拟电子技术基础 [M].北京：高等教育出版社，2000.
[2]放大器的自激振荡和反馈深度的讨论[J].第十六届电工理论学术研讨会论文集.
[3]运算放大器7F124手册.
作者简介
郭燕红（1982-），现为北京精密机电控制设备研究所燃气液压事业部工程师。
作者单位
北京精密机电控制设备研究所燃气液压事业部 北京市 100076
